In der ersten Periode der Entwicklung der Elektronenröhre (ca. 1914-32) und deren Nutzung konnte man davon ausgehen, daß ein negativ gegen die Katode vorgespanntes Steuergitter keine Wirkleistung zur Steuerung des Elektronenstroms benötigte - die Röhre wirkte als Spannungsverstärker.

Beim Übergang zu immer höheren Frequenzen brachte 1933 eine grundlegende theoretische Arbeit von J. Müller, die das gesamte dynamische Verhalten von Dioden behandelte, neue Erkenntnisse. Darauf aufbauend zeigten weitere im Zeitraum 1934-37 durchgeführte theoretische und experimentelle Untersuchungen an gittergesteuerten Röhren im Inland (H. Rothe, J. Runge, H. Zuhrt u. a.) und Ausland (KB. Llewellyn, D.O. North u. a.), daß die Röhre, auch bei negativem Gitter, Wirkleistung zur Steuerung benötigte. Diese hauptsächlich mit der endlichen Laufzeit der Elektronen zusammenhängende Störerscheinung (F. Holborn, 1921) begrenzte die Verwendung der Röhre als Verstärker und Schwingungserzeuger bei höheren Frequenzen. Mit dieser elementaren Erkenntnis lief Anfang der 30er Jahre die systematische Entwicklung auf dem Gebiet der Höchstfrequenz-Elektronik an [139a] [139b] [148] [149].

Als zweiten wichtigen Störfaktor erkannten um 1936/37 M.J. O. Stautt und van der Ziel die wesentliche Bedeutung der Zuleitungsinduktivitäten auf das Frequenzverhalten der Röhre [130].

In Anbetracht der Wichtigkeit der Nutzung der ultrakurzen Wellen begann man die Entwicklung geeigneter Röhren auf zwei völlig getrennten Wegen voranzutreiben:

Die eine Richtung baute auf Erkenntnissen auf, die man ausgehend von den frühen Experimenten von H. Barkhausen und K. Kurz in den Jahren nach 1920 weiterverfolgte. Über die Bremsfeldröhre führte diese Entwicklung zu neuen Typen von Laufzeitröhren (Magnetron, Klystron u.a.), bei denen bewußt die Eigenschaft der Elektronenträgheit zur Erzeugung und Verstärkung von Höchst-frequenzen genutzt wurde. Wegen ihrer neuartigen Arbeitsweise erregten damals diese andersartigen Bauformen großes Aufsehen. Eine exzellente Darstellung dieser Entwicklung brachte Prof. Dr. H. Döring in der Zeitschrift Frequenz 43 (1998) H. 10 und H. 11-12.

In der anderen Richtung - der Intensitäts-steuerung des Elektronenstroms durch ein negativ vorgespanntes Gitter - verlief die Entwicklung weniger spektakulär. Diese zielte darauf ab, die vorhandene Röhrenkonstruktion so zu ändern, daß die störenden Auswirkungen (Steuerleistungsbedarf und Phasenverschiebung zwischen Gitterwechsel-spannung und Anodenwechselstrom) reduziert und damit die Frequenzgrenze hinausgeschoben werden konnte. Auf Grund ihrer preiswerten Herstellung (Glasausführung) verdrängten so zunehmend die Dezi-Trioden die unstabil arbeitenden Magnetrons.

Bis zu diesem Zeitpunkt waren jedoch noch gewaltige technologische Hürden zu überwinden. Konnte bei Lang­wellenbetrieb davon ausgegan­gen werden, daß die Kennwer­te der Röhre (Steilheit, Innen­widerstand, Kapazität) als fre­quenzunabhängig angesehen werden, so bestimmte hingegen bei UKW die Frequenzabhän­gigkeit maßgeblich das Verhal­ten der Röhre.
Diese unangenehme Fre­quenzabhängigkeit der inten-sitäts(dichte)gesteuerten Röhren bei UKW wirkte sich vorrangig auf den Eingangs- aber auch auf den Ausgangswiderstand, die Anodenrückwirkung und damit letztlich auf die Verstärkung aus (wobei die Steilheit prak­tisch erst unterhalb von λ≈1m daran betei­ligt war). Daneben spielte die Anpassung von Eingangs- und Ausgangskreis und das Röh­renrauschen - als dritter Störfaktor - eine immer größere Rolle.

In der KBS kann dieser Influenzstrom Iinf2-3 des Ausgangs­kreises nur über den Eingangskreis zurückfließen. Bei langen Wellen ist der Influenzwechselstrom an Anode und Katode praktisch gleich dem Konvektionswechselstrom (Begriff: I.C. Maxwell) das heißt: Iinf1-2 = Iinf2-3 = Ic Da beide Influenzströme entgegengesetzte Richtung (s. Pfeile) haben (Phasen­verschiebung 180°) heben sich die­se auf. (Durch den Eingangskreis fließt ledig­lich ein Blindstrom.) Solange noch keine stö­renden Laufzeiteffekte auftraten, war deshalb die KBS wegen der leistungslosen Steuerung die bevorzugte Schaltung in der gesamten Verstärkertechnik.

Bei hohen Frequenzen nimmt hingegen der Kathodeninfluenzstrom (Itaf U2) ab, da ein großer Teil der Elektronen noch in der einmal eingeschlagenen Richtung fliegt, während das steuernde elektrische Wechselfeld bereits das Vorzeichen geändert hat. (Zweiter Störeffekt: Phasenverschiebung zwischen Gitterwechsel­spannung und Anodenwechselspannung.) Im Gitter-Anodenraum ist dagegen wegen der höheren Elektronenbeschleunigung der Lauf­zeiteffekt vernachlässigbar, d. h. die Verhält­nisse sind wegen der vernachlässigbaren Raumladung praktisch unverändert. Die Summe beider Ströme hebt sich jetzt nicht mehr auf, sondern der Gitterinfluenzstrom erreicht beinahe den Wert des Anoden-influenzstromes.

Der Wirkanteil des Gitterinfluenzstromes belastet dann im Höchstfrequenzbereich den steuernden Kreis erheblich (Bei λ = 20 cm hat die Triode LD1 einen Eingangswiderstand von nur noch 30 Ω!) d. h. die Röhre benötigt Eingangsleistung zur Steuerung, weshalb ab ca. λ = 1 m von Leistungsverstärkung gespro­chen werden mußte.

Der mit ansteigender Frequenz zunehmen­de Eingangsleistungsbedarf, der ab einer bestimmten Frequenz vom Ausgangskreis nicht mehr aufgebracht werden konnte, begrenzte in Verbindung mit der auftretenden Phasenverschiebung zwischen Gitterwechsel- Spannung und Anodenwechselstrom (>180° bzw. 360°) bei einem Dezimeteroszillator die maximale Einsatzfrequenz. Diese lag Anfang 1944 knapp über 3 GHz (λ≈9 cm) [154b].

Im Langwellenbereich ist bei der GBS hin­gegen Iinf 1-2 = Ic, der Eingangskreis ist durch den gesamten Konvektionsstrom belastet, weshalb diese Schaltung wegen des großen Verbrauchs von Steuerleistung ungünstig ist. Da der hohe Wechselstrom (Iinf2-3) haupt­sächlich im Gitter-Anodenkreis (Ausgangs­kreis) fließt, dagegen der Wechselstrom im Gitter-Katodenkreis (W ].2) bei ansteigender Frequenz kleiner wird, eignet sich dieser Kreis besser als Eingangskreis im Gebiet der Dezimeterwellen [150] [154a] [154b] [154c] [154d].

Eine Reduzierung der Laufzeiteffekte ließ sich nur durch die Verringerung der Elektro­denabstände (vor allem zwischen Katode und Steuergitter), hohe Katodenstromdichten (mA/cm2) und möglichst hohe positive Be-triebs(Beschleunigungs-)spannungen errei­chen [131].

Wesentlichen Einfluß auf den Eingangs­widerstand hatte vor allem das von Gitter- und Anodenstrom gemeinsam durchflossene Leitungsstück (Induktivität) von der Katode zum Sockelanschluß, das als unerwünschtes Koppelglied zwischen Eingangs- und Aus­gangskreis fungierte. Der durch das Leitungs­stück fließende Wechselstrom erzeugte, vor allem bei Röhren hoher Steilheit (= hohe Verstärkung) etwa der RENS1284, eine Wechselspannung, die über die Gitter-Katodenkapazität zu einem Gitterstrom mit Wirkanteil führte, der für den Eingangskreis eine zusätzliche Belastung (Bedämpfung) dar­stellte [130].


Eine weitgehende Beseitigung des Einflusses der Katodeninduktivität gelang zum einen durch einen geänderten System­aufbau mit einer sehr kurzen, gut leitfähigen Verbindung Katode-Sockel und einem getrennt herausgeführten Bremsgitter (z.B. SF1A) oder durch die Anwendung der Gegentaktschaltung bzw. die Verwendung von Gegentaktröhren. Eine besonders preiswerte Verbesserung bot 1939 bzw. 1940 die Ein­führung weiterer Katodenanschlüsse (Tungs­ram, UK: SP4/U1 bzw. Philips: EF51). Zum anderen ließ sich durch eine entdämpfende Beschaltung außerhalb der Röhre der Eingangswiderstand erhöhen [151] [152] [153a] [153b].
Eine Verringerung des Eingangswider­standes erfolgte dagegen bei Wellenlängen unterhalb von 2 = 3m durch dielektrische Verluste innerhalb der Röhre sowie durch das Sockelmaterial (Pressstoff). Durchgeführte Messungen des elektronischen Eingangs­widerstandes im KW- und UKW-Bereich ergaben einen Anstieg mit dem Quadrat der Wellenlänge, je kürzer die Wellenlänge, desto größer ist die Bedämpfung des Gitterkreises [154a].
Darüber hinaus verhielt sich der Ein­gangswiderstand umgekehrt proportional der Steilheit, was den Bau von Röhren mit hohem Eingangswiderstand und großer Steilheit (Verstärkung) zusätzlich erschwerte.

Im Ausgang der Röhre trat parallel zum Innenwiderstand ebenfalls ein zusätzlicher Dämpfungswiderstand auf, der jedoch ein Mehrfaches des Eingangswiderstandes (5-10fach) erreichte [132] [133a] [144].

Eine erste Erklärung dieses Effektes lieferten M.J. O. Strutt und A. van der Ziel 1935:
Infolge der Kapazitäten zwischen Anode und Bremsgitter, Anode und Schirmgitter sowie Anode und Außenmetallisierung kam es zu Wechselströmen, die durch die jeweili­gen Zuleitungen direkt (oder über die Katodenverbindung) zum Chassis gelangten. Durch die induktive Kopplung dieser Leitungen mit der Katodenleitung (bzw. bei direkter Verbindung des Bremsgitters mit der Katode, wie bei der RENS 1284) stand ein Bruchteil der Anodenwechselspannung zwi­schen Katode und Chassis. Abhängig von der Steilheit wurde diese auch zwischen Katode und Steuergitter stehende geringe HF-Spannung verstärkt, aber phasenverschoben zur Anode geführt. Dies war gleichbedeutend mit einer zusätzlichen Dämpfung des Anodenkreises [133] [155].

Die doch beträchtliche Abnahme des Ausgangswiderstandes konnte bei den frühen UKW-Pentoden auf mehrere Ursachen zu­rückgeführt werden:
Bis herab zu λ ≈ 50 m machte sich die Stromverteilung zwischen Anode und Schirmgitter (Elektronenströmung) be­merkbar.
Zwischen λ ≈ 50 m und λ = 5 m wurde der Abfall des elektronischen Anteils wesentlich durch die Zuleitungs­induktivität bestimmt. - Bei λ < 5 m waren die Verluste in den Zuleitungen und Elektroden (Skineffekt, dielektrische Verluste) von ausschlagge­bender Bedeutung [139b].

Entsprechend der viel höheren Elektronen­geschwindigkeit im Steuergitter-Schirmgitter-(Anoden)raum hatte die Elektronenlaufzeit praktisch keinen Einfluß auf den Aus­gangswiderstand [133a].
Verbesserungen brachten deshalb nur kurze und gut entkoppelte Elektronenzuleit­ungen sowie geringe dielektrische Verluste.

Bei sehr kurzen Wellen (um λ < 2 m) wurde durch die Zuleitungsinduktivitäten (Größenordnung 10-8 H) die gesamte im Innern der Röhre liegende Eingangskapazität Ce (bzw. Ausgangskapazität Ca) frequenzab­hängig auf die äußeren Anschlüsse transfor­miert (Ce', Ca'). (Gleiches gilt bei Trioden auch für die Gitter-Anoden-Kapazität QJ. Dies führte zu breiten Resonanzerschei­nungen, auf die man zufällig 1935 aufmerk­sam wurde [133a].

Durch die Serienschaltung von Ce (bzw. Ca) mit einer die Wirkung aller Zuleitungs­impedanzen erfassenden Induktivität Le (bzw. La) entstand ein Serienresonanzkreis (Saug­kreis) zwischen den Anschlüssen für Steuer­gitter und Katode (bzw. Anode und Katode). Bei Röhren normaler Größe (z.B. AF7) konnte es deshalb zu einem Kurzschluß im Eingang (bzw. Ausgang) bei Resonanzwellen­längen zwischen 0,5 und 2 m kommen.

Bereits bei Annäherung an diese Wellen­längen war eine normale Rundfunkröhre bereits unterhalb von λ ≈ 5 m unbrauchbar, wenn sich durch zusätzliche Umwegleitungen (z.B. Wellenschalterverbindungen) die Reso­nanzstelle nach längeren Wellen hin verschob [130] [139b], siehe auch Bild des Rückum­schlages (6.3.13c).

Für die Empfangsverstärkung bei UKW (bis λ≈1m) war man wegen der besseren Entkopplung von Ein- und Ausgang praktisch auf Pentoden angewiesen. Bei abnehmender Wellenlänge machte sich jedoch die nicht mehr einwandfreie "Erdung" von Schirm- und Bremsgitter (SG, BG) infolge der Zuleitungs­induktivitäten von Lsg und Lbg nachteilig bemerkbar.

In Verbindung mit den Induktivitäten Lsg bzw. Lbg fließt beispielsweise über die Teilkapazitäten Schirmgitter-Anode (Csg-a) und Steuergitter-Schirmgitter (Cg-sg) ein gegenüber der Gitter-Anodenkapazität (Cg-a) um 180° phasenverschobener Zusatzstrom zum Steuergitter (G). Die Wirkung von Cg-a wird dadurch verkleinert bzw. kompensiert ("Selbstneutralisation") [139b] [155] [156].
Diese so genannte Selbstneutralisation wurde bei normalen HF-Pentoden bei ca. λ0 = 20 m (AF3) und bei der RV12P2000 bei ca. λ0 = 4m erreicht. Bei Übergang zu noch kürzeren Wellen verschlechterte sich die Neutralisation zusehends, was dazu führte, daß eine Röhre ab einer bestimmten Wellenlänge unbrauchbar wurde [139b] [151].

Durch Verkürzung der parallel verlaufen­den Zuleitungsdrähte innerhalb der Röhre (bzw. durch räumlich getrennte Ausfüh­rungen) ließ sich die mit der Frequenz rasch zunehmende unerwünschte Kopplung zwi­schen Ausgang und Eingang reduzieren [133a] [155].

Die Ausgangskapazität der Röhre war gegeben durch die Kapazität zwischen Anode und allen übrigen Elektroden, die hochfre­quenzmäßig mit der Katode verbunden waren [157]. Sowohl Eingangs- wie Ausgangskapazität erschienen bei abnehmender Wellenlänge (ab ca. λ ≤2 m) "transformiert" wirksam an den äußeren Anschlüssen, siehe Bild 6.3.11 [139b].

Nach Einführung der Tetroden bzw. Pentoden und des Überlagerungsempfangs begann man die Technik beliebig hoher Verstärkung zu beherrschen. Die Grenze einer sinnvollen Verstärkung hing jedoch davon ab, welche kleinste Spannung am Eingang einer HF-Stufe noch verstärkt werden konnte, ohne im Kreis- oder Röhrenrauschen unterzugehen.
Nach grundlegenden Arbeiten (W. Schottky 1918, und H. Nyquist 1928) schenkte man, neben dem thermischen Rauschen von Verlustwiderständen von Schwingkreisen (Rauschquellen), ab etwa 1934 dem Röhren­rauschen immer größere Beachtung. Eine Minderung dieser Rauschstörung wurde vor allem auf KW/UKW immer wichtiger und auch lohnend, bestimmte diese doch maßge­bend die Fernempfangstauglichkeit eines der­artigen Empfängers.

Das Rauschen der Röhre hatte seine Ursache überwiegend in den kleinen Schwan­kungen der Katodenemission "Schrotrau­schen" (W. Schottky u. E. Spenke) und wech­selnder Stromverteilung zwischen den positiv vorgespannten Elektroden der Mehrgitter­röhren (Tetrode, Pentode, Hexode, Oktode).

Um Berechnungen und Röhrenvergleiche anstellen zu können führte man den Begriff des äquivalenten Rauschwiderstandes (rä) ein. Der rä lieferte die gleiche Rauschspannung (EMK) wie ein normaler Widerstand anstelle der Gitter- Katodenstrecke der Röhre.
Wünschenswert war ein möglichst kleiner rä was jedoch im Widerspruch zu der Forde­rung nach einem hohen Eingangswiderstand und möglichst großer Steilheit stand. Eine günstige Stromverteilung zwischen Schirm­gitter- und Anodenstrom erzielte man zum

einen durch die Einführung eines zusätzlichen Gitters ("Nullgitter") vor dem Schirmgitter, durch das der Elektronenstrom größtenteils am Schirmgitter vorbei geleitet werden konn­te (Philips EF8). Zum anderen brachte eine sorgfaltige Bemessung des Schirmgitters (sehr dünner Gitterdraht, Anpassung des Windungsverlaufs an den des Steuergitters "veränderliche Steigung") den Erfolg (Telefunken: EF13). 1938 gelang es auch bei steilen Pentoden mit günstiger Stromver­teilung auf einen Rauschwiderstand zu kom­men, der deutlich unter 1 kΩ lag (AF100, EF14); Nachteil: geringer Eingangswider­stand.

Bedingt durch die geringe Konversions­steilheit lagen dagegen bei Mischröhren die Werte zwischen 50 und 100 kΩ! Die für eine gute Ton- und Bildübertragung nötigen hohen Übertragungsbandbreiten bewirkten einen weiteren Anstieg des störenden Rauschens und verschlechterten dadurch zusätzlich das Verhältnis von Nutz- und Rauschspannung. Dieser Sachverhalt erforderte für KW-Fernempfang ß < 20 m) bzw. UKW-Bezirks­empfang eine rauscharme Vorstufe [145] [159] [205c].

Im KW- und besonders im UKW-Bereich war die Verstärkung gegenüber dem Lang-und Mittelwellenbereich bei weitem nicht so groß, da sich bei UKW bedeutend kleinere Eingangs- und Ausgangswiderstände einstell­ten.  Dies  führte  zu  einer  sehr  großen Bedämpfung bei den dazu parallel liegenden Schwingkreisen, deren Resonanzwiderstände deshalb nicht über 5-20 kΩ liegen mußten. Die höchste Verstärkung erhielt man aus die­sem Grund nur, wenn der Eingang einer Röhre an den Ausgang der vorhergehenden transfor­matorisch angepaßt wurde [151] [154a].

Neue zivile und militärische Anwen­dungen (Fernsehen, Radar) erforderten die Verstärkung breiter Frequenzbänder, die bis zu einigen MHz umfassen konnten. Diese gro­ßen Bandbreiten ließen sich sowohl bei der sogenannten Direktverstärkung (z.B. Mess-, Video-, ,,Bild"-Verstärker) wie auch bei der Trägerfrequenzverstärkung (z.B. Antennen-, Bild-Zf-Verstärker) nur mit kleinen Außen­widerständen erreichen. Die Verstärkung brei­ter Frequenzbänder hing, wie F. Schröter 1934 feststellte, von dem S/C-Verhältnis ab. Dieses Verhältnis (mA/V : pf) wurde maßgebend durch die Röhrenkennwerte Steilheit (S) und die Ausgangskapazität (Ca'), die Eingangska­pazität der folgenden Stufe (Ce') und die unvermeidliche Schaltkapazität (Cs) be­stimmt. Das S/C-Verhältnis war um so größer, je kleiner der Abstand Gitter-Katode war bzw. je kleiner die Katodenoberfläche war, mit der die betreffende Steilheit erreicht wurde [161].

Da eine Röhre möglichst viel verstärken, aber wenig rauschen sollte, stellten 1938 Lösungen wie die EF14 (entwickelt für Trägerfrequenzen bis 30 MHz) einen geglück­ten Kompromiß zwischen den notwendigen HF-Eigenschaften und den damaligen Fabri­kationsschwierigkeiten (EF50, LV1) dar.

Die erzielbaren Fortschritte auf dem Gebiet der HF-Röhren hingen Anfang der 30er Jahre im hohen Maß von einer geeigne­ten KW/UKW-Messtechnik ab, die größten teils erst noch erarbeitet werden mußte.

• [147b] Statz, W. u. Wiegand: Bemerkenswertes aus d. Besprechung Philips, Telefunken und Osram bei Philips in Eindhoven am 23. u. 24.6.1936; Notiz RfEEnt. vom 26.6.1936.
• [147c] o. Verf.: Tubes Departement Index, electro-nics, Vol. XIII (1940), Dez., S. 61 f.
• [148] Zuhrt, H.: Die Verstärkung einer Drei­elektrodenröhre mit ebenen Elektroden bei ultrahohen Frequenzen, Teil I und II, H. u. E., Bd. 47 (1936), H. 2, S 58-64 u. H. 3, S. 79-88.
• [149] Bakker, C.J.: Einige Eigenschaften von Empfängerröhren bei kurzen Wellen. Philips T. Rdsch, 1. Jg. (1936), H. 6, S. 171-176.
• [150] Zuhrt, H.: Die Leistungsverstärkung bei ultrahohen Frequenzen u. die Grenze der Rückkopplungsschwingungen. H. u. E., Bd. 49 (1937), H. 3, S. 73-87.
• [151] Strutt, M.J.O. u. Ziel, A. van der: Einfache Schaltungsmaßnahmen zur Verbesserung der Eigenschaften von HF-Verstärker­röhren im KW-Gebiet. ENT, Bd. 13 (1936), H. 8, S. 260-268.
• [152] Strutt, M.J.O.: [144], S. 118-125.
• [153a] Zakariäs, J.: New UHF-Pentode (Valve with 3 cathode leadsfor ultra-short waves); Tungsram Forschungslaboratorium, Un­garn. Wireless World, 16. März 1939.
• [153b] Strutt, M.J. u. Ziel, A. van der: Eine regel­bare Meterwellenverstärker-Röhre mit dop­pelter Kathodenleitung. Philips T Rdsch., 5. Jg. (1940), H. 12, S. 365-370.
• [154a] Rothe, H.: Das Verhalten von Elektronen­röhren bei hohen Frequenzen. Tfk-Röhre, 1937, H. 9, S. 33-65.
• [154b] Hülster, F., Koopmann, K.: Die Triode bei kürzesten Wellen. Telefunken: Rö E-Bericht Nr. 136, Mai 1944.
• [154c] Gundlach, F.W.: Die Triode und ihre Anwendung bei höchsten Frequenzen. ETZ, Jg. 69 (1948), H. 6, S. 185-191.
• [l54d] Kleen, W.: Mikrowellen Elektronik I, Grundlagen. S. 28-37, S. Hirtzel Verlag, Stuttgart, 1952.
• [l54e] Müller, J.: Empfindlichkeit Kathodenge­steuerter Röhren. Telefunken: Rö E-Bericht Nr. 19, Mai 1941.